|
загрузка...
Помощь радиолюбителю | Цифровой экспозиметр
Усилитель мощности с улучшенным спектром гармоник
ВОПРОСЫ ОЦЕНКИ НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ
Считается, что усилители мощности звуковой частоты на биполярных транзисторах (по сравнению с ламповыми или выполненными на полевых транзисторах) обладают более широким спектром гармоник [1]. Это во многих случаях действительно так, однако существенно то, что эффект транзисторного звучания у различных усилителей одного класса проявляется далеко не одинаково [2]. Очевидно, существуют какие-то конструктивные особенности, влияющие на подобный эффект, но как их определить? Ведь традиционный коэффициент гармоник сам по себе не дает полной информации об искажениях аппаратуры звуковой частоты, а спектральный анализ не всем доступен, к тому же в обоих случаях не учитывается влияние структуры искажений на слуховое восприятие. Выход из такого положения все-таки есть, причем сложной измерительной аппаратуры для этого не потребуется.
Чтобы исправить недостатки принятых методов оценки нелинейных искажений, можно, например, вместе со значением коэффициента гармоник указывать его уровень относительно порога слышимости, измеренный в условиях наибольшей заметности искажений, при этом величина порогового коэффициента гармоник Кг.п будет служить условной характеристикой особенностей спектра гармоник (разумеется, в строго определенных условиях измерений). Для этой же цели возможно и применение следующих параметров.
Приведенный коэффициент гармоник:
где Кп — весовые коэффициенты, определяющие степень слуховой восприимчивости n-й гармоники относительно второй.
Приведенный коэффициент гармоник равен коэффициенту второй гармоники, который по заметности для слуха эквивалентен данным нелинейным искажениям с широким спектром гармоник.
Интегральный весовой коэффициент, позволяющий сравнивать спектры гармоник, равен
где Кг — коэффициент гармоник.
При измерениях на пороге слышимости будем иметь Ки.п =К2.П/Кг.п , а поскольку величина К2.п (порог заметности второй гармоники) в данных условиях будет постоянной, получаем простую связь между показателями особенностей спектров гармоник: Кг.в Ка.а = К. Показатель /Си является более общим, так как может быть измерен при различном уровне искажений.
Для практической оценки указанных параметров необходимо на фоне первой гармоники, имеющей оптимальный уровень громкости, произвести сопоставление звучания данного сигнала гармоник, снимаемого с выхода измерителя нелинейных искажений, со звучанием второй гармоники. Добившись при этом субъективно одинаковой громкости (заметности) обоих сигналов путем регулировки их уровня, который для одного из них должен быть нормированным, определяют интегральный весовой коэффициент Ки, равный отношению действующих напряжений сигнала второй гармоники к данному сигналу гармоник. В этих условиях нетрудно определить и порог заметности искажений. Приведенный коэффициент гармоник будет равен Кг.П р = КиКг .
Предложенная методика была использована в экспериментах с усилителями, при этом учитывались также особенности осциллограмм сигналов гармоник, в ре зультате были сделаны следующие выводы:
В области высоких номеров гармоник спектральный состав искаженного сигнала усилителя мощности, работающего в режиме класса АВ, определяется в основном особенностями открывания и закрывания транзисторов оконечного блока, при этом более резкому излому линии нагрузки соответствует и более широкий спектр гармоник выходного сигнала.
Обеспечить сравнительно плавное переключение транзисторов можно за счет выбора достаточно большого тока покоя выходного каскада при условии снижения уровня запирающих напряжений, действующих на переходах база — эмиттер транзисторов.
Недостаточно высокая частота среза исходного усилителя приводит к дополнительному увеличению доли высших гармоник, поскольку в таком случае глубина общей ООС, а значит, и степень ослабления амплитуды гармоник снижается по мере роста их номера.
Разброс параметров транзисторов на низких частотах обычно влияет на амплитуду второй гармоники, а с повышением частоты многое зависит от схемных особенностей: здесь для максимального повышения граничной частоты каждого каскада целесообразно вводить глубокие местные ООС.
Принципиальная схема предлагаемого усилителя, построенного с учетом выявленных мер по улучшению спектра гармоник, приведена на рис. 1. К дополнительным особенностям конструкции можно отнести применение улучшенной системы термостабилизации , позволяющей исключить влияние температуры транзисторов предвыходных каскадов на ток покоя оконечного каскада; наличие более надежной системы защиты от токовой перегрузки выхода, работающей по принципу электронной блокировки; конструкция отличается также высокой доступностью для повторения.
Весь усилитель охвачен общей ООС, глубина которой по постоянному току составляет 58 дБ, а по переменному — 33 дБ, кроме того, в каждом отдельном узле создана глубокая местная ООС, что позволило стабилизировать глубину общей ООС, а значит, и повысить устойчивость усилителя к воздействию различных дестабилизирующих факторов.
Техническая характеристика усилителя
Номинальное входное напряжение, В 0,775
Входное сопротивление, кОм 30
Выходное сопротивление, МОм, не более 10
Неравномерность АЧХ, дБ, в диапазоне частот 0,02...
1000 кГц, не более -+1
Верхняя граничная частота, кГц, соответствующая спаду максимальной выходной мощности на 3 дБ,
не менее 500
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения, В/мкс, не менее 50
Частота среза, кГц, исходного усилителя 30
Номинальная выходная мощность, Вт, на нагрузке
сопротивлением 8 Ом 20
Коэффициент гармоник, %, а также уровень нелинейных искажений, дБ, относительно его порога слышимости, при номинальной (и на 10 дБ меньшей) выходной мощности, на частоте, Гц:
20 0,004, —38
(0,002, —43)
63 0,004, —32
(0,002, —49)
1000 0,004, —45
(0,002, —60)
10 000 0,008
(0,005)
20 000 0,018
Относительный уровень фона и шума, дБ, в полосе частот, кГц:
С02...1000 -96
0.02...20 -113
Измерение коэффициента гармоник проводилось двумя методами, давшими примерно одинаковые результаты: первый метод основан на измерении разностного напряжения, для чего из входного вычиталась часть выходного напряжения с применением соответствующей фазовой коррекции; второй метод — косвенный, основанный на измерении коэффициента гармоник исходного усилителя с последующим делением на коэффициент, соответствующий глубине общей ООС. Пороговый коэффициент гармоник оценивался параллельно по предложенной методике (условия измерений: суммарный сигнал— Uвых=U1+Uг — прослушивался на стереотелефо-ны ЭХО, ТДС-101, при этом сигнал высших гармоник Uг периодически отключался и снова включался — таким образом определялся порог его заметности на фоне синусоидального сигнала U1 соответствующего первой гармонике; оптимальное напряжение U1 на частотах 20, 63 и 1000 Гц составило соответственно 2,5, 1 и 0,3 В).
Принцип работы. Входной сигнал усиливается пред-усилителем (VT1—VT10), отличительная особенность которого — два выходных тока, позволяющие достигнуть полностью симметричной раскачки последующих каскадов, при этом сумма модулей выходных токов Ik.vt | + + |I к.vt10|. которая в данной конструкции автоматически регулируется, будет определять режим всех каскадов по постоянному току. С нагрузок предусилителя — резисторов R26 и R29— падения напряжения передаются через эмиттерные повторители (VT11 и VT14) на базы транзисторов усилителя напряжения больших амплитуд (VT15 и VT16). Усиление тока обеспечивает выходная группа эмиттерных повторителей (VT17— VT22) — здесь для сужения спектра гармоник выходного сигнала увеличен ток покоя выходного каскада и снижены уровни входных запирающих напряжений, возникающих на переходах база — эмиттер транзисторов VT21, VT22 в процессе усиления, за счет уменьшения сопротивлений эмиттерных резисторов R4S и R49. Особенности предвыходных каскадов — увеличенный ток покоя и повышенная линейность — способствуют улучшению условий раскачки выходного каскада.
Очевидно, что любая из принятых мер по улучшению спектра гармоник приводит к ухудшению температурной стабильности тока покоя выходного каскада. Однако приемлемые результаты все-таки были получены благодаря применению усовершенствованной системы термостабилизации , в которой создана также более жесткая термокомпенсация .
Система термостабилизации по своему основному принципу работы относится к традиционным термоком-пеисирующим системам с использованием датчиков температуры, которыми в данном случае являются терморезистор RK1 и транзистор VT32, имеющие тепловой контакт с корпусами выходных транзисторов.
Однако Предлагаемая система исключает воздействие температуры транзисторов предвыходных каскадов на ток покоя оконечного каскада и, кроме того, обеспечивает высокую стабильность режима по постоянному току всех предыдущих каскадов, включая даже часть транзисторов предусилителя . Такие свойства достигнуты благодаря применению дополнительной цепи ООС по постоянному току. Регулируемым параметром здесь является напряжение между базами выходных транзисторов; это напряжение преобразуется в ток термокомпенсирующим узлом, выполненным на транзисторе VT32, ток коллектора которого затем инвертируется транзистором VT31 и передается в цепь базы транзистора VT6 предусилителя , построенного так, что от величины управляющего сигнала на базе отмеченного транзистора зависит суммарный ток, снимаемый с выходов предусилителя , а поскольку от данной суммы токов зависит режим всех последующих каскадов, то образуется замкнутая система автоматического регулирования. Величина регулируемого напряжения, а значит, и ток покоя оконечного каскада, определяется в основном параметрами термоком-пенсирующего узла: сопротивлениями резисторов RK1, R68—R70 и напряжением база — эмиттер транзистора VT32.
Термокомпенсирующий узел можно выполнить и по другой схеме: возможные варианты приведены на рис. 2 и рис. 3, при этом конкретные схемы входных делителей напряжения (Rl —R5), предназначенных для установки тока покоя, будут зависеть от материалов полупроводников VT21, VT22 (см. рис. 1) и VT1, VT2, VD1 (см. рис. 2 и рис. 3). Наиболее предпочтительно иметь входное напряжение данных узлов ниже регулируемого — в этом случае применяются только резисторы, изображенные сплошными линиями, а в противном случае вводятся еще и резисторы, изображенные штриховыми линиями. Датчики температуры — VT1 и VT2 или VD1 и VT1 — устанавливаются на корпусах выходных транзисторов.
Недостаток данной системы термостабилизации — значительное увеличение тока покоя при перегрузке усилителя входным сигналом. Дело в том, что в перегрузочном режиме постоянное напряжение между базами выходных транзисторов резко уменьшается, а поскольку работа системы основана на восстановлении заданной величины регулируемого напряжения, то в течение перегрузочных интервалов времени режим усилителя будет смещаться в сторону увеличения тока покоя, что без принятия дополнительных защитных мер приведет к перегреву выходных транзисторов.
Исключить возможность неограниченного нарастания тока покоя в перегрузочном режиме удалось благодаря введению специальной системы защиты (VT23—VT26), которая в течение перегрузочных интервалов времени вырабатывает ток Ik.vt24, используемый для закрывания транзистора VT31, при этом ток покоя будет уменьшаться, но не мгновенно, а по мере разрядки конденсаторов С 4 и С6. Достаточная инерционность системы стабилизации режима способствует тому, что ток покоя практически не снижается в случае незначительной перегрузки при усилении сигнала звуковой частоты, поскольку пиковые амплитуды такого сигнала, как правило, весьма кратковременны. Но в то же время отмеченная инерционность является пренебрежимо малой в сравнении с инерционностью тепловых цепей.
Система защиты усилителя от токовой перегрузки выхода (VT27—VT30) построена так, что прежде всего ограничивает выходной ток благодаря тому, что открывающиеся при перегрузке транзисторы VT27 и VT28 шунтируют выходные токи предусилителя , причем шунтирование происходит через переходы база — эмиттер транзисторов VT25 и VT26, поэтому одновременно начинает работать и рассмотренная выше система защиты от перегрузки по постоянному току. Узел электронной блокировки (VT29 и VT30) срабатывает в зависимости от продолжительности перегрузки, в результате оконечный блок транзисторов переходит в устойчивое закрытом состояние, а предусилитель переводится на режим малых выходных токов. После устранения причины перегрузки для приведения усилителя в рабочее состояние необходимо выключить и снова включить питание. Время срабатывания блокировки определяется емкостями помехозащитных конденсаторов С13 и С14 и составляет 1,5 мс; ток срабатывания около 3,5 А.
При желании можно ввести индикацию перегрузки. Проще всего для этой цели применить светодиод, например АЛ102Б, который в соответствующей полярности включается последовательно с резистором R63 или R64. Однако более надежный вариант — выполнить устройство индикации по схеме, приведенной на рис. 4; резистор R4 подбирается в зависимости от типа индикатора HL1, которым может быть как светодиод, так и сигнальная лампа.
Как уже отмечалось, усилитель обладает повышенной устойчивостью. Конкретно это подтверждается следующим.
Коэффициент передачи напряжения исходного усилителя Кал в случае применения идеальных транзисторов, имеющих коэффициент передачи тока в схеме с общей базой, равный а=1, будет определяться, как видно из схемы, только сопротивлениями резисторов эмиттерных и коллекторных цепей дифференциального каскада и усилителя напряжения больших амплитуд:
Практический Кн.и = 790 (58 дБ), что всего лишь на 2,8 дБ меньше предельного. Запас устойчивости усилителя по глубине общей ООС — не менее 8 дБ, но поскольку Кн.и , а значит, и глубина общей ООС, не может возрасти более чем на 2,8 дБ, то устойчивость при любых изменениях а будет гарантированной.
Устойчивость к воздействию дополнительного фазового сдвига характеризует такой эксперимент: коллекторные нагрузки выходных каскадов предусилителя шунтировались конденсаторами различной емкости, что позволяло искусственно регулировать частоту среза f2 в весьма широких пределах; как оказалось, самовозбуждение не возникало даже в том случае, если f2 была менее 30 кГц, а этому значению, кстати, равна частота среза f1 первого каскада.
Рассмотренные примеры относятся к вопросу устойчивости, связанному с применением общей ООС, но очевидно, что абсолютная устойчивость в данном отношении не может гарантировать устойчивости вообще, поскольку существуют довольно сложные виды паразитных обратных связей, а кроме того, при работе на комплексную нагрузку, а также при наличии комплексного сопротивления во входной цепи может возбуждаться любой усилитель, в том числе и не охваченный общей ООС. Эффективными средствами защиты от самовозбуждения в таких случаях могут быть такие, как введение защитных резисторов в цепи баз транзисторов, а также применение шунтирующих нагрузок, обладающих достаточно малым активным сопротивлением в основном на высоких частотах.
Конструкция и детали. Выходные транзисторы установлены на стандартных штыревых радиаторах Р115Х Х55, а для транзисторов предвыходного каскада изготовлены ребристые радиаторы площадью поверхности по 70 см 2 .
С целью улучшения динамических характеристик системы термостабилизации датчики температуры закреплены не на радиаторах, а непосредственно на корпусах выходных транзисторов: VT32 — на корпусе VT21, a RK1 — на корпусе VT22; для электрической изоляции датчиков использованы слюдяные прокладки толщиной 40 мкм, при этом применена также смазка ЦИАТИМ-201.
Типы резисторов и конденсаторов некритичны (резисторы R47 и R50 составлены из четырех одноомных резисторов, включенных параллельно). Возможности для замены транзисторов весьма широкие — достаточно сказать, что для практической проверки устойчивости отдельные транзисторы заменялись очень низкочастотными , например вместо 1Т806А, 1Т906А и КТ315 применялись соответственно П210А, П217 и МП37А, а вместо П609Б, КТ104Г и КТ351Б — МП25А, но и в этом случае качество работы усилителя оставалось достаточно высоким. При некоторых заменах в каскадах оконечной группы может понадобиться коррекция токов покоя предвыходных каскадов, поскольку силы этих токов связаны с материалом полупроводника транзисторов, по этой же причине следует производить соответствующую корректировку номиналов резисторов R бэ .
Питается усилитель от стабилизированного двуполярного источника.
Налаживание усилителя в случае применения указанных на схеме транзисторов сводится к подстройке основных режимов по постоянному току: резистором R2 устанавливается нулевое выходное напряжение, а резистором R68— ток покоя выходного каскада, равный 200 мА. При необходимости регулируют температурную чувствительность системы термостабилизации путем подбора резистора R70.
Дополнительные данные о режимах усилителя по постоянному току в отсутствие усиливаемого сигнала следующие:
UR 17= UR 22 = 4 В (R 11); UR 16 = 2 В (R 18); UR 34 = UR 35 = 1,2 В (R 38); IR41 = 8 мА (R 41); IR44 = 45 мА (R44); IR71=1 мА (R71) —в скобках указаны резисторы, которыми устанавливался данный режим; отклонения режимов от указанных в пределах ±20 % можно считать допустимыми.
Номиналы элементов цепи коррекции по запаздыванию (R9 и С 2 ) подобраны по наилучшей форме фронтов выходных импульсов (на вход подавались прямоугольные импульсы с длительностью фронтов не более 100 нс).
Что же дало применение мер по улучшению спектра гармоник и какие результаты могут быть в других усилителях? Ответы на эти вопросы содержатся в таблицах, где даны как основные, так и второстепенные параметры нелинейных искажений в зависимости от тока покоя выходного каскада Iп , выходной мощности Рвых (на Rн = 8 Ом), уровня искажений, а также схемного решения оконечного блока (измерения производились на частоте 1 кГц при отключенной общей ООС). В табл. 1 (рис. 5) приведены результаты измерений в исходном усилителе (см . рис. 1), а в табл. 2 — с оконечным блоком эмиттерных повторителей, выполненным по традиционной схеме (рис. 6).
Величина K и определялась для двух случаев: при сигнале высших гармоник усилителя на 6 и 20 дБ выше
порога слышимости на фоне первой гармоники, имеющей оптимальный уровень громкости (во втором случав результаты измерений указаны в скобках). Представление о влиянии U1 на Ки дают рис. 7 и рис. 8, где зависимости 1,2 и 5 сняты соответственно при I п = 20 мА и Рвых = 18 Вт (табл. 2); Iп=20 мА и Рвых=1,8 Вт (табл. 2); Iп=200 мА и Рвых=20 Вт (табл. 1).
Из таблиц хорошо видно, что предложенный вариант выходного блока при Iп = 200 мА имеет наилучшие показатели спектра гармоник Kи , а основной критерий нелинейных искажений — приведенный коэффициент гармоник— зд есь в 3,2...3,4 и 12...18 раз ниже соответственно при номинальной и на 10 дБ меньшей выходной мощности по сравнению с традиционным выходным блоком при том же токе покоя. Кстати, с точки зрения экономичности выбранный ток покоя не является слишком большим, поскольку согласно [3] в данном случае допустимо выбрать I п = 350 мА.
Рассмотренный способ сопоставления результатов является условным, так как в действительности уровень нелинейных искажений в одних случаях лежит выше, а в других — ниже порога слышимости, но такой подход необходим для выявления особенностей спектров.
В связи с вопросом, поднятым в статье [4], заметим, что допустимый коэффициент гармоник предложенного усилителя, как следует из технических характеристик, сильно зависит от выходной мощности и частоты и находится в пределах 0,16...2 %. Нижний допустимый предел для традиционных транзисторных конструкций, имеющих более широкий спектр гармоник, должен быть по-видимому, в несколько раз меньше. Кроме того следует учитывать и возможность появления в усилителях каких-либо сложных дефектов, устранение которых, как следует из [5],— задача непростая. Что можно ожидать здесь в принципе? Дополнительные эксперименты по выявлению предельно малой величины Кг, находящейся на пороге слышимости, дали такой результат: если форма напряжения гармоник соответствует импульсам краткой прямоугольной формы со скважностью q = 180...400, то пороговый коэффициент гармоник на частоте 50 Гц оказывается равным 0,002 %, причем то же значение для второй гармоники составило 0,8 %; отсюда получаем и предельную величину интегрального весового коэффициента Ки = 400.
Таким образом, возникновение такого понятия, как транзисторное звучание, объясняется, во-первых, крайним несовершенством оценки нелинейных искажений, а во-вторых, трудностями температурной стабилизации режима транзисторов, при этом, как правило, схемные решения, направленные на повышение температурной стабильности, приводят к расширению спектра гармоник искаженного сигнала и наоборот, например, для схемы рис. 6 можно получить примерно те же результаты, которые указаны в табл. 1, всего лишь снизив сопротивление эмиттерных резисторов R9 и R10 до 0,05 Ом, но это приведет к существенному ухудшению стабильности тока покоя, колебания которого могут, в свою очередь, не только расширять спектр гармоник, но и достигать опасных значений для транзисторов. В предложенной системе термостабилизации хотя и уменьшено число дестабилизирующих факторов, но вопрос о стабильности тока покоя во время переходных тепловых процессов и здесь остается открытым. Впрочем, сказанное в малой степени относится к данной конструкции — здесь работа транзисторов не связана со значительными колебаниями температуры полупроводниковой структуры,— но при пересчете усилителя на значительно большую выходную мощность отмеченный вопрос С ледует иметь в виду.
Добиться абсолютной надежности работы аналогичных систем термостабилизации возможно, например, за счет применения встроенных в выходные транзисторы датчиков температуры, однако более приемлемым решением в оконечном каскаде пока остается считать увеличение сопротивлений эмиттерных резисторов и выбор сравнительно небольшого тока покоя, поскольку малый уровень нелинейных искажений, находящийся за порогом слышимости, и при широком спектре гармоник вполне обеспечивается такими методами, как оптимизация глубины ООС . Применение мер по сужению спектра гармоник будет, видимо, оправданным в измерительных усилителях.
|
