Электропривод высококачественного проигрывающего устройства с сенсорным управлением

В настоящее время в связи со значительным улучшением качества записи на грампластинки и звуковоспроизводящей аппаратуры актуальным становится вопрос создания высококачественных электропроигрывающих устройств (ЭПУ). Основой любого ЭПУ является система привода диска, которая определяет такие важные показатели, как коэффициент детонации и уровень рокота. В современных ЭПУ эти показатели имеют примерно следующие значения: коэффициент детонации не более 0,1%, уровень рокота — 60 дБ. Для снижения уровня рокота ЭПУ используют низкооборотные двигатели (многополюсные синхронные двигатели переменного тока либо двигатели постоянного тока со схемой стабилизации частоты вращения), применение которых позволяет резко уменьшить вибрации, связанные с вращением несбалансированных деталей. Кроме того, частота этих вибраций лежит много ниже самых низких частот звукового диапазона и частот, эффективно воспроизводимых акустической системой.

При разработке описываемого узла электропривода основной задачей ставилось достижение высокой стабильности и точности двух скоростей вращения диска, позволяющей обходиться без стробоскопа, и сенсорное управление всеми режимами работы. За основу принят способ фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) вращения диска ео сигналу опорного кварцевого генератора. Подстройка частоты вращения диска осуществляется с точностью до разности фаз между импульсами датчика частоты вращения диска и импульсами опорного кварцевого генератора, иными словами, долговременная нестабильность частоты вращения диска определяется долговременной нестабильностью частоты опорного кварцевого генератора, а кратковременная нестабильность (или детонация) — точностью изготовления датчика частоты вращения диска . Реально, учитывая ограниченную мощность двигателя и значительную инерционность диска, детонация получается еще меньшей, но тем не менее желательно изготавливать датчик частоты вращения диска возможно более точным.

Применение сенсорного управления вызвано тем, что современные магнитные головки имеют очень высокую гибкость подвижкой системы, и вибрации, возникающие при срабатывании обычных переключателей, неблагоприятно сказываются на работе ЭПУ.

Структурная схема узла электропривода приведена на рис. 1

Сигнал с датчика импульсов 1 поступает на формирователь импульсов 2, с выхода которого импульсы с частотой, пропорциональной скорости вращения диска, поступают на один из входов импульсного частотно-фазового детектора (ИЧФД) 3, в котором происходит сравнение их частот и фаз с опорными импульсами. С выхода ИЧФД сигнал в виде последовательности широтно-модулированных импульсов, следующих с частотой, равной опорной, поступает на схему управления двигателем 4. Здесь выделяется постоянная составляющая импульсов ИЧФД, усиливается и подается на. двигатель постоянного тока, тем самым замыкая кольцо, обратной связи. Опорный сигнал формируется из сигнала опорного кварцевого генератора 5 делителем с переменным коэффициентом деления (ДПКД) 6. Блок сенсорного управления 7 обеспечивает необходимые переключения в схеме ДПКД 6 и схеме управления двигателем 4 для получения двух скоростей вращения диска и управления микролифтом 8.

В описываемом электроприводе используется магнитный датчик частоты вращения диска, который конструктивно представляет собой стальную шестерню, имеющую 300 зубьев, и катушку, в качестве которой используется переделанная магнитная система реле РЭС-15.

Расположение магнитного датчика относительно шестерни и способ переделки реле показаны на рис. 2. Выбор количества зубьев магнитного датчика произволен, но есть и ограничения, связанные с тем, что при уменьшении количества зубьев уменьшается частота следования импульсов (при заданной скорости вращения), что затрудняет выделение постоянной составляющей из сигнала ИЧФД. При увеличении же числа зубьев частота возрастает, но одновременно возрастает и коэффициент усиления в петле ФАПЧ, что усложняет получение устойчивой работы. Допустимым можно считать усиление в петле ФАПЧ не более 80—100 дБ.

Коэффициент усиления в петле ФАПЧ определяется выражением на необходимо измерить частоту среза системы двигатель-диск, которая определяется по времени разгона диска до скорости, равной 0,9 от установившегося значения. Частота среза (ω₁) системы двигатель-диск (далее просто частота среза диска) определяется следующим образом:

Для повышения точности желательно провести несколько опытов и для расчета принять среднее значение. В описываемом электроприводе частота ω₁ = 0,3 с ^-1

Дальнейший расчет параметров корректирующего звена проводится графоаналитическим методом на поле частотных характеристик (рис. 3). Через точку ω = 1 с^-1 и К =70 дБ проводят прямую 1 с наклоном 20 дБ/дек. Эта прямая соответствует характеристике фазового детектора. Через точку прямой 1, соответствующей частоте ω₁ (частота среза диска), проводим прямую 2 с наклоном 40 дБ/дек, что соответствует суммарной характеристике фазового детектора и диска. Прямая 2 пересекает ось частот с наклоном 40 дБ/дек. Для того чтобы систему с такой частотной характеристикой охватить обратной связью, необходимо применять корректирующие звенья. Чтобы перерегулирование не превосходило 30%, достаточно, чтобы частотная характеристика системы пересекала ось частот с наклоном 20 дБ/дек и протяженность этого участка составляла ±15 дБ. Через точку прямой 2, соответствующей усилению + 15 дБ и ω₂ =13 с-1, проводим желаемую частотную характеристику с наклоном 20 дБ/дек. Запас по усилению в отрицательной области ограничиваем на уровне — 8 дБ при частоте ω₃ = 200 с^-1 Подобное ограничение вызвано тем, что при скорости спада частотной характеристики активного фильтра за частотой среза (ω₃), равной 60 дБ/дек или 18 дБ /окт , для увеличения степени фильтрации импульсов с датчика скорости вращения диска, следующих на меньшей скорости с частотой, равной ω₄ = 1000 с^-1желательно иметь частоту ω₃ отстоящую от ω₄ вниз на 2—3 октавы. Частотная характеристика корректирующего звена и активного фильтра 4 получается как разность характеристики 2 и желаемой характеристики 3. Частота среза (ω_ср )

системы, получаемая как частота, при которой характеристика 8 пересекает ось частот, выданном случае равна

ω_ср = 80 с^-1 , Длительность переходного процесса (t рег ) связана с частотой среза следующей зависимостью;

и в данном случае составляет t рег = 0,16 с, что удовлетворяет поставленному ранее условию. В описываемом узле электропривода корректирующее звено состоит из двух активных фильтров, выполненных на микросхемах А5, А 7 (рис. 4), и пассивного пропорционально-дифференцирующего фильтра. Для увеличения запаса по фазе, при меньшем запасе по усилению, добротность активного фильтра выбирается Q ф >1, в данном случае Q ф = 3 при котором переходная характеристика активного фильтра носит еще не колебательный характер. На микросхеме А5 выполнен активный фильтр нижних частот второго порядка, основное назначение которого— фи льтрация напряжения с частотой датчика скорости вращения диска. Этот фильтр создает спад частотной характеристики (см. рис. 3) за частотой ω₃ с наклоном 40 дБ/дек. На микросхеме А 7 собран активный фильтр нижних частот первого порядка, который после частоты ω₃ обеспечивает спад частотной характеристики до 20 дБ/дек.

Между фильтрами на микросхемах А5, А 7 включен пассивный пропорционально-диф ференцирующий фильтр, который формирует участок частотной характеристики 4 между частотами ω₂ и ω₃ с наклоном 20 дБ/дек.

Отфильтрованный и скорректированный сигнал с выхода активного фильтра на микросхеме А 7 поступает на двусторонний ограничитель, электронный коммутатор и усилитель мощности, нагруженный непосредственно на двигатель.

Двусторонний ограничитель выполнен на стабилитронах V26, V28 и диодах V27, V29. Для улучшения характеристик ограничителя через стабилитроны задается небольшой начальный ток, определяемый резисторами R52, R56. Резистор R53 ограничивает выходной ток микросхемы А 7 .

Применение ограничителя сигнала на уровне ±4В необходимо для обеспечения нормальной работы электронного коммутатора на МОП транзисторах А2.2, который может коммутировать сигналы, имеющие амплитуду не более 4 В. Сигнал с выхода электронного коммутатора подается на инвертирующий усилитель с двухтактным выходом, охваченный глубокой параллельной отрицательной обратной связью по напряжению. Усилитель построен на транзисторах V16—V18, V30. Диоды V23—V25 служат для устранения зоны нечувствительности и установки начального тока выходного каскада. Электронный коммутатор переключает резисторы обратной связи R 57, R 58 усилителя мощности, тем самым изменяя его усиление в зависимости от скорости вращения диска. Необходимость такого переключения вызвана следующим обстоятельством. При всех скоростях вращения диска желательно, чтобы фазовый детектор находился в середине своего линейного участка, что соответствует 2В на выходе активных фильтров. Напряжение на двигателе линейно зависит от скорости его вращения и в данном случае составляет около 5В при скорости 33 об/мин и 6 В — при 45 об/мин, поэтому для поддержания постоянного напряжения на выходе фазового детектора необходимо изменять коэффициент усиления усилителя мощности. Для уменьшения времени разгона диска усилитель мощности питается повышенным напряжением, снимаемым с фильтрующего конденсатора С24 до стабилизатора.

Формирователь импульсов датчика скорости вращения построен на транзисторе V9 и микросхемах А 6 , А8. Катушка датчика импульсов Ы питается от источника тока на транзисторе V9. При вращении стальной шестерни около сердечника катушки периодически происходит изменение магнитного сопротивления цепи, что вызывает появление переменного напряжения на обмотке. Для уменьшения высокочастотных наводок катушка датчика шунтирована конденсатором С 7 . Переменное напряжение с катушки датчика через конденсатор С8, образующий с входным сопротивлением усилителя фильтр верхних частот, ослабляющий влияние пульсаций с частотой сети, подается на инвертирующий усилитель на микросхеме А 6 и далее на диодный ограничитель на диодах V14, V15. Резистор R45 совместно с конденсатором С13 образует фильтр верхних частот. Конденсаторы С11, С27 служат для уменьшения высокочастотных наводок. Ограниченный диодами V14, V15 сигнал подается на вход компаратора, выполненного на микросхеме А8, и далее через ограничительный резистор R55 на диодный ограничитель на элементах V19—V22, R49. Диодный ограничитель служит для согласования двухполярного выходного напряжения микросхемы с входными напряжениями логических микросхем.

Датчик автостопа представляет собой компаратор на микросхеме А 4 с диодным ограничителем, аналогичным примененному в тракте формирователя импульсов датчика скорости вращения. На неинвертирующий вход компаратора подается небольшое положительное смещение с делителя R36, R33, поддерживающее на выходе компаратора положительный уровень. При подходе тонарма к выходным канавкам пластинки и освещении фотодиода положительное напряжение, развиваемое им, приложенное к инвертирующему входу компаратора через элементы R29, R30, С5, вызывает появление на выходе компаратора логического 0, и следовательно срабатывание остальных узлов проигрывателя.

Кварцевый генератор собран на элементах 2И—НЕ D5.1—D5.3 и представляет собой автоколебательный мультивибратор, емкость одного из плеч которого заменена кварцевым резонатором. Резисторы R1—R4 служат для обеспечения работы элементов D5.2, D5.3 в усилительном режиме. Элемент D5.1 служит в качестве развязки между кварцевым генератором и последующей схемой. Сигнал с выхода кварцевого генератора поступает на делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД), который, как было определено ранее, должен обеспечивать коэффициенты деления 6000 и 4434. Для упрощения ДПКД целесообразно выделить наибольшее общее кратное заданных коэффициентов деления, в данном случае — 6. ДПКД состоит из постоянного делителя на 6 и делителя, который должен обеспечивать коэффициенты деления 1000 и 739 (рис. 5). ДПКД строится на микросхемах К133ИЕ2, представляющих собой делитель с коэффициентом деления на 10, и имеющий две двухвходовые схемы совпадения для установки счетчика на 0 и 9. Коэффициент деления ДПКД, равный 1000, получается путем последовательного включения трех микросхем. Для получения коэффициента деления 739 необходимо охватить счетчик обратной связью. С этой целью к счетным декадам подключаются дешифраторы, выделяющие девятый, третий и седьмой импульсы соответствующих декад, которые далее поступают на трехвходовую схему совпадений. В момент появления 739 импульса на выходе схемы совпадений появляется высокий логический уровень, который через цепочку из двух последовательно включенных инверторов подается на входы установки логического нуля счетных декад и устанавливает их в 0. Далее процеве повторяется.

При подаче от схемы управления низкого логического уровня на входах декад устанавливается логический 0, и ДПКД работает с коэффициентом деления 1000. Так как последняя декада ДПКД работает с коэффициентом деления 7 и 10, то выходные сигналы приходится снимать с разных выходов микросхем. Это связано с тем, что при коэффициенте деления на 7 состояние старшего разряда микросхемы не меняется, как это происходит в случае деления на 10. Поэтому одновременно с изменением коэффициента деления ДПКД необходимо переключать выходы последней декады.

В описываемой схеме делитель на 6 построен на микросхеме D1 путем охвата ее обратной связью по входам установки 9 с выходов 1 и 8.

Как было отмечено ранее, для создания ДПКД с коэффициентом деления 739, необходимо организовать дешифраторы на девятый, третий и седьмой импульсы соответственно для первой, второй и третьей декад.

Для выделения девятого импульса достаточно подать на двухвходовую схему совпадений импульсы с выходов 8 и 1 микросхемы. Первая декада ДПКД выполнена на микросхеме D2. Дешифратор выполнен на элементе D6.1 2И — НЕ. Так как описываемая схема строится на элементах И — НЕ, которые инвертируют сигнал, то на выходе дешифратора необходимо применить инвертор, в качестве которого используется элемент D6.2 2И — НЕ. Таким образом, при поступлении на вход первой декады ДПКД девятого импульса на выходе микросхемы D6.2 будет логическая 1, которая далее поступает на один из входов элемента D7.3 ЗИ — НЕ , который совместно с инвертором D8.3 выполняет функции трехвходовой схемы совпадений. Для выделения третьего импульса необходимо подать на трехвходовую схему совпадений импульсы с выходов 1 и 2 и инвертированный импульс с выхода 8. Вторая декада ДПКД выполнена на микросхемах D3, D7.1, D6.3, D6.4.

Для выделения седьмого импульса необходимо на трехвходовую схему совпадений подать сигналы с выходов 1, 2 и 4. Третья декада ДПКД выполнена на микросхемах D4, D72, D8.1. При поступлений импульса на выходе инвертора схемы совпадений D8.3 появляется логическая 1, которая через два последовательно включенных инвертора D8.4, D8.2 подается на входы установки в ноль микросхем D2—D4. Далее цикл работы повторяется до прихода 739 импульса. При подаче на второй вход элемента D8.4 логического 0 со схемы управления на входы установки в 0 микросхем D2—D4 подается логический 0, и ДПКД работает как три последовательно включенных делителя на 10, обеспечивая суммарный коэффициент деления 1000.

Переключатель выходов третьей декады ДПКД выполнен на микросхеме D9 и работает следующим образом. При подаче со схемы управления логического 0 на вход элементов D9.1 и D9.2 блокируется передача сигнала с выхода 4 микросхемы D4 и разрешается передача импульсов с выхода 8 микросхемы D4 через элементы D9.3 и D9.4. Выходом переключателя является выход элемента D9.4. При подаче со схемы управления логической 1 разрешается прохождение сигнала с выхода 8 микросхемы D4 через элементы D9.2, D9.4, так как на втором входе элемента D9.2 в это время формируется сигнал логической 1. Сигнал с выхода переключателя выходов через дифференцирующую цепочку С 2 , R5 поступает на вход ИЧФД. На другой вход ИЧФД через элемент D10.1 и дифференцирующую цепочку СЗ, R6 поступает сигнал с выхода формирователя импульсов датчика скорости вращения диска . ИЧФД функционирует по следующему закону. Например, если частота импульсов с датчика скорости вращения диска более чем в два раза меньше частоты следования опор ных импульсов, то на выходе ИЧФД будет логическая 1, и двигатель переходит в режим разгона. При равенстве частот датчика и опорной ИЧФД работает как обычный фазовый детектор на триггере с раздельными счетными входами, формируя широтно-модулированные импульсы с частотой, равной опорной, скважность которых зависит от сдвига фаз между импульсами с датчика и опорными. В этом режиме происходит управление скоростью вращения диска. Когда частота следования импульсов датчика превышает частоту следования опорных импульсов, на выходе ИЧФД появляется логический 0, и двигатель переходит в режим торможения. Применение ИЧФД позволяет избежать синхронизацию скорости вращения диска на частотах, кратных опорной, что может служить при применении обычного фазового детектора.

Управление всеми режимами работы электропроигрывающего устройства осуществляется при помощи схемы сенсорного управления, построенной на микросхемах A1, A2, A3, D14—D22.

Для удобства пользования ЭПУ схема сенсорного управления выполняет следующие функции: включает и выключает привод диска, переключает скорости вращения диска, управляет подъемом и опусканием тонарма с индикацией выполняемой функции. При подаче на схему напряжения питания и срабатывании автостопа происходит автоматическая установка схемы сенсорного управления в режимы Стоп и Тонарм поднят. При ручном переключении схемы в режим Стоп обеспечивается одновременный подъем тонарма и блокировка его опускания.

В описываемой схеме сенсорное управление построено по принципу использования кожной проводимости. В качестве чувствительного элемента используются полевые транзисторы, входящие в состав микросхемы четырехкаиального коммутатора К190КТ2. Применение этой микросхемы вызвано тем, что транзисторы, в нее входящие, имеют встроенную защиту от пробоя статическим электричеством. В исходном состоянии на затворы полевых транзисторов микросхем At , A2.1 через резисторы R8, R10, R12, R14, R16 подается потенциал —12В , который открывает полевые транзисторы, так как их истоки заземлены.

При этом на стоках полевых транзисторов и, следовательно, на входах подключенных к ним логических элементов D14.1, D15.1, D15.2, D15.4, D17.1 формируется низкий логический уровень. При прикосновении к контактам сенсорной площадки между одним из резисторов R8, R10, R12, R14, R16 и сопротивлением кожи образуется делитель, что приводит к увеличению потенциала на затворе транзистора до величины, большей пороговой (—4 В), соответствующий транзистор закрывается, и на стоке формируется высокий логический уровень, что приводит к срабатыванию схемы. Для управления режимами 33, 45 и Стоп служит трех-стабильный триггер на микросхемах D18—D20, который работает следующим образом. При подаче на один из входов триггера логического 0, что происходит при срабатывании сенсорной ячейки, на соответствующем выходе триггера формируется логическая 1, а на остальных— ло гические 0. Для установки триггера в режим Стоп после включения питания и срабатывания автостопа служит цепочка из элементов D17.2, D17.4, D16.1, D15.3 и R22, С 4 . При включении питания напряжение на конденсаторе С 4 устанавливается с задержкой, достаточной для срабатывания схемы и установки триггера в режим Стоп. Одновременно происходит установка двухста-бильного триггера управления микролифтом на микросхемах D21, D22 в режим Тонарм поднят, через элементы D16.3, D17.3.

В режиме Стоп логическая 1 с выхода микросхемы D20 после инвертирования элементом D16.2 блокирует срабатывание триггера управления микролифтом. На выходах элементов D14.2, DI4.4 при этом существуют, логические 1, что приводит к одновременному отпиранию транзисторов VI и V2 схемы управления коммутатором А 2 .2. При этом вход усилителя мощности отключен от выхода активного фильтра, и напряжение на двигателе отсутствует.

При переходе схемы в режим 33 или 45 на выходе микросхемы D20 формируется логический 0, который снимает блокировку с триггера управления микролифта, одновременно закрывает соответствующий транзистор VI или V2, что приводит к подключению входа усилителя мощности к выходу активного фильтра, и двигатель начинает вращаться. Вторые входы элементов D14.1, D15.1 подключены к выходу микросхемы D20. Это обеспечивает блокировку переключения скоростей вращения диска, минуя режим Стоп. Так как при этом микролифт поднимает тонарм, то исключается неприятный эффект, вызываемый изменением тональности звука при изменении скорости проигрывания. При помощи элемента D14.3 обеспечивается перевод схемы в режим Стоп при одновременном касании сенсорных ячеек 33 и 45. Индикация включенного режима работы ЭПУ осуществляется лампочками накаливания Н1—Н4, которые управляются коммутатором на микросхеме A3. Конструктивно сенсорные ячейки выполнены на основании из цветной прозрачной пластмассы, под которой и помещены соответствующие лампочки. При срабатывании триггера управления микролифтом на выходе микросхемы D21 появляется логическая 1, при этом открывается транзисторный ключ V4, V7, что приводит к срабатыванию электромагнита микролифта К 1 и загоранию лампочки Н5.

Источники питания схемы особенностей не имеют. Напряжения питания ±12В получаются с помощью стабилизаторов на основе эмиттерных повторителей. Стабилизатор напряжения +5В выполнен по компенсационной схеме.

Налаживание схемы сводится к юстировке положения катушки Ы и установке скважности импульсов на выходе ИЧФД (равной 2) на каждой из скоростей вращения диска при помощи соответствующих потенциометров R57, R58. Юстировка катушки относительно шестеренки датчика проводится по максимуму сигнала на выходе А 1 и минимуму амплитудной модуляции. Амплитуда сигнала на выходе А1 должна находиться в пределах 3—4В при частоте вращения диска 33 об/мин. Уровень фона с частотой 40 или 100 Гц должен быть минимальным. Настройка скважности импульсов производится при поднятом тонарме.

Схема некритична к применяемым деталям. Цифровые микросхемы могут быть заменены на аналогичные других серий, например К155.

Счетчики, применяемые в ДПКД, должны иметь максимальную частоту счета не менее 1 МГц. Транзисторы могут быть заменены любыми аналогичными. Микросхему К190КТ2 можно заменить дискретными транзисторами КП301, включив между подложкой и затвором стабилитрон с напряжением стабилизации 18-20 В. Микросхему К1КТ491В можно заменить дискретными транзисторами с включенными ограничительными базовыми резисторами сопротивлением 1 кОм и имеющими максимальный ток коллектора больше, чем ток, потребляемый лампочками. Возможно также и применение светодиодов. Микросхемы К140УД1Б можно заменить микросхемами серий 531 или какими-либо другими при использовании соответствующей коррекции. Силовой трансформатор должен обеспечивать напряжение 6,3В , сила тока 50 мА, напряжение 2X15 В, сила тока 50 мА, 5 В — сила тока 0,5 А